本文將主要依據以上3個問題，就單相電機繞組，主電路結構及其控制技術，對國內外單相電機變頻調速技術的最新發展進行了較為詳細的分析和綜述，并在此基礎上對其發展方向加以探討。
單相電機的變頻調速技術卻還面臨著以下一些問題：
1)單相電機的繞組不同于三相電機，其主副繞組多為不對稱繞組，副繞組通常串聯了運轉電容，給合成圓形旋轉磁場帶來新的問題;
2)單相電機用的變頻調速逆變主電路結構同樣有其獨特的一面，存在如何獲得合理，高效的逆變電路的問題;
3)針對單相電機變頻調速，存在采用什么樣的控制技術，才能使得單相電機獲得與三相電機，甚至與直流電機一樣優良的調速效果的問題。
1 單相電機繞組分析
根據單相電機合成磁場的分析[1]，單相電機的定子上嵌放有兩相繞組，設兩相繞組軸線在空間相距β電角度，兩相繞組中通入相位差為θ的電流，兩相合成圓形旋轉磁勢的條件是
(1)
式中：FM為主繞組磁勢幅值;
FA為副繞組磁勢幅值。
在單相電機中，定子兩相繞組軸線通常相距90°，為了獲得圓形旋轉磁勢，總希望兩相電流相位差等于90°。
參考文獻[2]給出了不對稱繞組單相電機的等效電路，依據此等效電路，當空間電角度β和相位差θ均為90°時，電機在以下條件下滿足圓形旋轉磁場的要求，獲得最佳性能：
=1 (2)
式中：Imain為主繞組電流;
Iaux為副繞組電流;
a為副繞組與主繞組之間的匝數比。
繼而得出Imain=αIaux。
實際上，在電機的運行過程中，時刻保持主副繞組電流比值恒定相當困難，通常以Vaux=aVmain來近似實現電流比值的恒定。
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單相電機多為電容運轉式電動機，副繞組中串聯的電容值，在工頻條件下能使電機獲得較好的運行性能。當電機運行在低頻時，隨著電容容抗的增大，副繞組中流過的電流相位與主繞組不再成正交關系，于是電機出現過熱，轉矩降低，脈動轉矩增大等問題[3]。所以，目前采用的變頻電路均采用去掉電容，兩相繞組分別控制的方案。但是，去除電容也就意味著要增大加在副繞組上的電壓值。
2 逆變器主電路結構拓撲
2.1 半橋逆變電路
由于只需要輸出兩相電壓，使得單相電機半橋逆變電路結構簡單，僅僅需要4只功率變換器件組成兩個橋臂即可，如圖1所示。半橋逆變電路具有結構簡單，功率開關器件數目最少，成本低廉，穩定性高等優點。
圖1 半橋逆變電路
但是，對于單相電機，采用半橋逆變電路面臨這樣一個問題：由于電機的兩相電流I1及I2在相位上相差90°，因而流向中性點N的兩相電流之和I是兩相電流的矢量和。
(3)
對于用兩只電容串聯構造中點的電源，回饋電流I會使得前級變頻電源輸出電壓波動加大，迫使電源加大輸出電容;同時，由于負載不對稱帶來的直流偏量還會使得中點電位向正(或負)方向持續漂移，給供電帶來極大影響。所以，如何獲得高質量的雙極性直流電源是采用半橋逆變電路的關鍵所在。在參考文獻[4]中，提出了一種采用Cuk和Sepic電路并聯方式，來獲取雙極性直流電源的方式。但受到功率開關容量的限制，功率和輸出電壓的大小都有待提高，整個電路的實用性還有待驗證。
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2.2 全橋逆變電路
普通全橋逆變電路每相由4只功率開關器件組成，兩相繞組共需8只功率開關器件，如圖2所示。同半橋逆變電路相比，功率開關器件數量比為2：1，結構上變得復雜，在穩定性和經濟適用方面都不如半橋電路。但是，全橋逆變電路不再需要對稱正負輸出電源，而只需要單路穩壓電源即可。兩相繞組的電流也不再對電源形成大的干擾。同時全橋電路的直流電壓利用率也比半橋電路要高。
鑒于開關器件的數目較多，在實際應用中將圖2中中間兩只橋臂合二為一，成為兩套繞組的公共橋臂，就得到了圖3所示的兩相三橋臂全橋逆變電路[5]。其中的公共橋臂分別同左、右橋臂組合，構成兩相全橋逆變。
圖2雙全橋逆變電路
圖3上三橋臂逆變電路
兩相三橋臂全橋逆變電路繼承了全橋逆變電路的優點，同時有效地減少了開關器件的數目。在直流電壓Ud相同的情況下，其輸出電壓值可達到全橋電路的70%以上。在逆變橋結構上，兩相三橋臂電路同三相半橋逆變電路完全一致，因此，容易從已有的六單元功率模塊移植過來使用，其輸出也可在三相同兩相之間靈活轉換。而目前三相逆變電路用的六單元功率模塊的發展已經頗為成熟，尤其是在小功率應用場合。
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3 控制技術
單相電機采用半橋逆變電路時，由于主電路結構類似，諸如SPWM和SVPWM等調速技術可以方便地移植到單相電機調速中來。以下討論控制技術時，為了分析方便，均假設電機的兩相繞組對稱，即兩相繞組相同，空間上相互垂直。同時假定正負電源對稱，幅值恒定，中性點N不因電流I的注入而浮動。
3.1 半橋SPWM控制
單相電機采用SPWM控制技術時，由于要保證兩相繞組中的電流相位差為90°，所以，兩路調制信號的相位相應地也要設定為相差90°。SPWM控制的優點是諧波含量低，濾波器設計簡單，容易實現調壓、調頻功能。但是，SPWM的缺點也很明顯，即直流電壓利用率低，適合模擬電路，不便于數字化方案的實現。
3.2 半橋SVPWM控制[6]
依據電機學的知識可知，電壓空間矢量
同氣隙磁場
之間存在如下關系：
(4)
通過控制電壓空間矢量來控制電機氣隙磁場的旋轉，所以SVPWM控制又稱為磁鏈軌跡控制。
開關器件S1和S2，S3和S4的開關邏輯互補，則4只開關器件只能產生4個電壓矢量。依據參考文獻[6]的作圖方法可得到圖4所示的電壓矢量圖。
圖4 電壓矢量定義
從矢量圖來看，在兩相半橋逆變電路中，不會產生零電壓矢量。為了合成一個幅值為Uα，相角為α的電壓矢量，在矢量分解時，其X軸的分量要有E1和E2共同完成，而Y軸分量要由E3和E4共同完成。
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在一個開關周期T內，E1作用的時間為t1，則E2作用的時間為T-t1。E3作用的時間為t2，而E4作用的時間為T-t2。根據矢量分解可以得到式(5)和式(6)(矢量E1，E2，E3，E4的大小均為Ud/2)
t1=
T(5)
t2=
T(6)
又因t1(t2)(<=)T
，所以Ud/2。即半橋逆變電路在采用SVPWM控制時，輸出相電壓的最大值為Ud/2。
3.3 兩相三橋臂全橋逆變SPWM控制[7]
采用SPWM控制時，由N1及N2構成的公共橋臂要同時接入電機的兩相繞組中，所以在調制時，公共橋臂的調制波就不同于A及B橋臂的調制波。
整個逆變電路具體調制方法為：在載波相同的情況下，A及B相調制波為正弦波，相位上A相超前B相90°(電機正轉，反之，B相超前A相90°，則電機反轉);公共橋臂則采用恒定占空比的方法調制，上下橋臂占空比均為50%，如圖5所示。
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如此在A及B繞組上得到幅值相等，相位相差90°的正弦電壓。電壓幅值與調制度m成正比。當m=1時，輸出電壓峰值達到最大，為Ud/2。依據電機的V/f曲線和輸出電壓與m的關系，即可實現兩相電機的變壓變頻調速控制。
3.4 兩相三橋臂全橋逆變SVPWM控制[5]
逆變電路中，功率器件的每一種通電模式，都能在電機中生成一支空間電壓矢量。對于兩相三橋臂逆變電路，根據同一橋臂上下開關互補導通的原則，三個橋臂共產生8種開關組合模式，可以在電機繞組上得到8支空間電壓矢量，它們以V(A，N，B)來表示。其中A=1時，表示A1導通，A2關斷;A=0時，表示A1關斷，A2導通，其余類推。8支矢量如表1所列。
圖6 兩相三橋臂電壓空間矢量定義
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4 結語
1)單相電機逆變主電路的結構主要分為全橋和半橋兩種。半橋電路結構簡單，成本低廉，要求前級電源能穩定提供正負對稱輸出。
2)全橋逆變電路，由于兩相三橋臂需要的開關器件相對較少，易于采用三相電路中六單元功率模塊，比起8只開關器件組成的全橋逆變電路優勢明顯。
3)半橋電路采用SPWM和SVPWM控制時，輸出電壓最大值相同;在全橋電路中，SVPWM的直流電壓利用率比SPWM要高出41%。SVPWM控制易于數字化的實現，合理安排矢量作用順序，能有效減小開關損耗。
4)從以上控制方案來看，普遍存在的問題為直流電壓利用率較低。如何提升電壓利用率是單相電機變頻調速要克服的問題之一。單相電機的旋轉磁場中存在有3次及5次等低頻諧波，所以，在選用控制方案時要注意低頻諧波的削弱。單相電機兩套繞組垂直分布，彼此之間的互感接近于零，在采用更復雜的控制策略，如轉矩直接控制時，會起到簡化復雜程度的作用;同時，還可以利用兩套繞組電流之和來確定磁場的位置，為電機氣隙磁場的檢測提供了一個有效的途徑。
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